DOI: 10.11817/j.issn.1672-7207.2016.12.022

激电中梯装置感应耦合的自适应抑制方法

柳建新^{1, 2}，唐冬梅^{1, 2}

(1. 中南大学 地球科学与信息物理学院，湖南 长沙，410083；

2. 中南大学 有色资源与地质灾害探查湖南省重点实验室，湖南 长沙，410083)

摘要：为了实时有效地抑制感应耦合，基于中梯装置电磁感应耦合在时频双域的表现及斩波去耦的理论成果，提出一种激电中梯装置感应耦合的自适应抑制方法。在数字采集的基础上分析接收端波形的特点，确定感应耦合接近最小且激电信息逐渐增加的位置；通过波形整形和相位补偿找到接收端波形的起始位置，确定去耦时间宽度，结合斩波理论实现感应耦合抑制。利用该方法在阻容模拟电路、水槽模拟装置以及野外中梯装置进行感应耦合抑制实验。研究结果表明：自适应抑制方法能根据实时波形情况在保留大部分激电信息的基础上有效抑制感应耦合，显示了该方法用于激电中梯装置的可行性。

关键词：自适应抑制；电磁感应耦合；激电效应；中梯装置

中图分类号：P319.3             文献标志码：A         文章编号：1672-7207(2016)12-4122-10

Self-adaptive suppression method for inductive coupling of IP in mid-gradient array

LIU Jianxin^{1, 2}, TANG Dongmei^{1, 2}

(1. School of Geo-science and Info-physics, Central South University, Changsha 410083, China;

2. Hunan Key Laboratory of Non-ferrous Resources and Geological Hazard Detection,

Central South University, Changsha 410083, China)

Abstract: To effectively inhibit inductive coupling in real-time, a self-adaptive suppression method for inductive coupling of IP in mid-gradient array was proposed based on wave-chopping decoupling theory and the performance of inductive electromagnetic coupling in mid-gradient array in time and frequency domain. The point where the inductive electromagnetic coupling was close to the minimum and where the induced polarization started to increase was calculated according to the characteristic of waveform on basis of data acquisition. Furthermore, the starting point of waveform was determined by waveform shaping technique and phase compensation technique. Decoupling time was determined. Experiment on RC model and flume model and physical arrays were conducted by using this method. The results show that the method can effectively suppress the inductive coupling on the basis of retaining most of the IP information, which verifies the reliability of this method.

Key words: self-adaptive suppression; inductive electromagnetic coupling; IP effect; mid-gradient array

在频率域激电法中，由于测量导线与大地之间存在分布电容、导线存在自感、导线与大地之间存在互感、交变信号在介质中传输存在不同程度的趋肤效应等，电磁感应耦合常常伴随着激电效应出现。相关理论研究表明，电磁感应耦合(inductive electromagnetic coupling, EM)常常会引起激电效应(induced polarization, IP)出现假异常，这不仅影响激电法的探测深度、勘探精度，而且严重破坏了反映激电信息的视幅频率准确度^[1-4]。为了消除电磁感应耦合及其对频率域测量的影响，国内外学者进行了大量的研究工作。ZONGE等提出了多频测量校正方法和从野外实测数据减去层状介质电磁耦合感应理论值的校正方法 ，取得了良好的效果^[5-6]；刘崧等^[7-10]基于激电效应和电磁感应耦合效应的幅、相频谱差异提出的校正方法，也取得较好效果。尽管上述方法在消除感应耦合方面取得了一定的效果，但它们也存在一些问题^[11]：1) 从实测的电压中减去由模型得到的EM电压理论值，理论值和实际值是否相符尚有待验证；2) 涉及的所有校正方法都有条件限制，近似程度都不很高，在限定的范围内有一定效果，但当超出限定条件时，这些方法就不再适用；3) 这些方法不但增加室内计算，而且增加野外观测工作量。针对以上问题，何继善等^[12]基于激电效应与电磁感应耦合具有时间差异特点提出了斩波去耦法，该方法无需事先假设地电模型，不会增加野外工作量，在野外采集激电信息的同时能直接有效消除电磁感应耦合。目前，斩波去耦方法通过全球定位系统GPS同步+斩波的模式实现，即利用GPS同步信号校准接收波形的起始前沿，设定有限的斩波时间，控制模拟开关通断消除感应耦合^[13]，在实际应用中取得一定效果。但这种实现模式有一定的局限性：1) 由于硬件电路规模受限及工作效率不高，可供选择的斩波时间有限，在不同的地质情况下，感应耦合的强度和持续时间不一样，可供选择的斩波时间不一定适合所有的地质情况；2) GPS同步只是实现信号收、发端时间上的同步，时间同步并非信号同步，利用GPS同步信号校准的波形前沿与真正的波形前沿之间存在误差。针对这种状况，基于中梯装置电磁感应耦合的特征及斩波去耦方法的理论成果，本文作者提出一种激电中梯装置感应耦合的自适应抑制方法。该方法的核心技术表现在：通过对波形整形和相位补偿，自适应确定接收信号的起始前沿，避免GPS时间同步带入的相差；在数字采集的基础上，依据波形的实时特点自适应调整去耦时间宽度，有效提高工作效率；采用软件方式进行斩波，最大限度地抑制激电测量中的干扰，提高测量精度。

1  中梯装置电磁感应耦合的时频表现

中间梯度排列方式由于工作中较少移动供电电极，在一般情况下方便使用，在我国仍是应用最多的电极排列方式，为此，本文主要研究中梯装置的电磁感应耦合抑制问题。电磁感应耦合是指发生在地质体中由探测目标以外其他客体之间的耦合作用引起的与激电效应无关的畸变效应。激电测量中的中梯装置电磁感应耦合主要分为2种，即电容耦合与电磁耦合。认识感应耦合的现象及本质是找到抑制感应耦合方法的前提，因此，首先从时域和频域这2个方面研究电磁感应耦合问题。

通常，均匀大地表面上水平电偶极子电磁场在直角坐标系的电场分量频率域表达式为^[14-16]：

       (1)

               (2)

                   (3)

式中：I为供电电流幅值；dl为供电偶极距；σ为大地电导率；r为观测点到偶极中心的距离；k为大地波数；ω为电流角频率；ε为介电常数；μ为大地磁导率。

将式(1)进行级数展开，并沿着图1所示测量电极的路径积分，可分别得到中梯装置平行测量(供电导线与测量导线平行)与共线测量(供电电极与测量电极在同一测线上)时测量电极上的电位差U_MN：

    (4)

图1  中梯装置测量方式

Fig. 1  Measurement modes in mid-gradient array

       (5)

            (6)

            (7)

            (8)

式中：dl为供电偶极距；ds为测量偶极距；l为供电导线中心到供电偶极距的距离；s为测量导线中心到测量偶极距的距离；d为供电导线与测量导线的垂直距离；c为测量导线中心到供电导线中垂线的距离；a为测量导线中心到测量电极的距离；b为供电导线中心到供电电极的距离；r₁和r₂分别为观测点到两侧供电偶极中心的距离；A和B为中梯装置供电电极起始位置；中梯装置M和N为测量电极起始位置。

以平行测量为例，取定式(4)中的各个参数后，将高、低频电流(即I_H和I_L)代入可分别得到对应的高、低频电压与。利用激电公式

          (9)

可以求出反映地质激电信息的视幅频率F_s。同理，在共线测量模式下，也可以通过上述步骤在式(5)的基础上获得相应的F_s。计算结果表明：在中梯装置中，在没有激电效应的情况下，不论哪种测量方式，与均仅只包含感应耦合与一次场成分，此时F_s＜0；F_s与供电极距、工作频组、大地电导率负相关；越靠近工作区域中心，F_s越小，F_s在平面剖面图上呈对称分布，大致呈锅底状；旁测距越大，F_s越大。由于与中的一次场可视为直流分量，它们对F_s的影响相互抵消，F_s仅由与中的感应耦合分量决定，可见感应耦合是引起F_s出现负值的原因。结合前述感应耦合的分类可知，中梯装置感应耦合实质类似于1个选频网络，对不同的频率信号表现出不同的选择特性，从而使测量回路出现与激电效应相背离的情况，引起对激电测量的干扰(对激电效应，＜；对感应耦合效应，＞)。

以上述EM特点及分布规律为理论指导，结合IP与EM的产生机理，利用电容与电感的频率特性，用图2所示的等效电路仿真IP效应与EM效应共同作用下的U_MN时域波形，分别如图3(a)和图3(b)所示。结合理论波形(图3(c))和野外实测波形(图3 (d))分析波形特点。图2中：C₁，R₁，C₂和R₂模拟电容耦合；L₁，L₂，R₅和L₃模拟感应耦合；C₃和R₄模拟激发极化效应；R₃与R₆模拟地质围岩电阻；XSC1为虚拟示波器；XFG1为虚拟信号发生器。

图2  中梯装置IP与EM等效电路图

Fig. 2  Equivalent circuits of IP and EM in mid-gradient array

从图3可见：等效电路描述的U_MN波形与理论的U_MN波形以及野外实测的U_MN波形一致。U_MN波形是IP效应、EM效应以及测量回路的一次场三者迭加的结果。IP效应存在于整个信号周期中，EM效应存在于电流开启和关断瞬间，一次场仅存在于半个信号周期中。波形的轨迹表现为：在通电瞬间，EM效应叠加在一次场上完全掩盖IP效应产生1个正向尖峰，随后，EM能量快速衰减，IP能量缓慢增加，直至EM轨迹与IP轨迹交汇于1点，此时，EM能量接近最小，紧接着IP能量继续增大直至最大值，EM能量继续衰直至消失；在断电瞬间，一次场能量瞬间消失，虽然极化产生的IP能量抵消了部分EM能量，但EM效应仍急剧凸显产生1个负向尖峰，随后EM能量快速衰减，IP能量逐渐衰减，直至EM轨迹与IP轨迹交汇于1点，此时EM能量接近最小，紧接着IP能量与EM能量继续衰减直至消失。从轨迹上看，EM轨迹与IP轨迹交汇处之前(波形拐点处)EM效应起主要作用，轨迹交汇处之后IP起主要作用。

与波形轨迹对应的U_MN峰值电压表现为：在电流开启瞬间，波形峰值电压为一次场电压与感应耦合电压之和，此时激电电压为0 V；在电流关断瞬间，波形峰值电压为激电电压减去感应耦合电压，此时，一次场电压为0 V。由于激电电压小于电流开启瞬间的峰值电压，所以，电流开启瞬间峰值电压大于电流关断瞬间峰值电压；同时，随着频率升高，波形峰值以及EM的持续时间(EM起主要作用的时间t_d)都相应增加。这在图3(a)和图3(b)中也得到验证。从图3(a)可见：矩形激发波频率为4 Hz，幅度为4.000 V，U_MN波形展开后电流开启瞬间峰值电压为3.899 V，电流关断瞬间峰值电压为3.518 V ，EM的持续时间为7.463 ms，占半周期比为5.9%。从图3(b)可见：矩形激发波频率为16 Hz，幅度为4.000  V，U_MN波形展开后电流开启瞬间峰值电压为3.933 V，电流关断瞬间峰值电压为3.553 V，EM的持续时间为8.396 ms，占半周期比为13.4%。这说明感应耦合随着频率升高而增强，因为在同样的测量结构条件下一次场幅度是不变的。此外，由于装置中有电感成分存在，且其产生的感应电动势与电流的变化率及电感正相关，所以，当野外极距加大即电感量加大时，当大地电导率变大即电感电流的变化率变大时，回路中的感应电动势也变大，感应耦合也就越大。由此可见：时域波形与频域数值解析波形一致，只是频域是通过EM对F_s的影响描述其对IP的影响，时域是通过EM的轨迹形态变化描述其对IP的影响。因此，综合上述分析可知：1) 波形的拐点处是EM效应起主要作用还是IP效应起主要作用的分水岭；2) 感应耦合对激电效应的影响表现在尖峰幅度和持续时间这2个方面；3) 在时域内对波形处理得到的结果可以通过频域F_s的变化体现出来。

图3  中梯装置IP与EM共存波形

Fig. 3  IP and EM coexistence waveforms in mid-gradient array

2  斩波理论

由前述波形可知，感应耦合使得信号推迟，矩形波的前(后)沿先变成1个尖峰，紧接着又变成陡降(升)，形成1个微分波，电磁感应耦合表现明显。尽管如此，相比于矩形激发波的宽度，其持续时间非常短，尤其是在供电电流频率较低的情况下。若在电压信号测量时对接收到的波形前、后沿进行斩波，便可消除电磁感应耦合的主要成分，而受到损伤的激电效应只是整个激电效应很少的一部分，这就是斩波去耦理论的核心思想^[17]。

以双频信号为例，用1个呈指数规律衰减但是宽度很窄的尖峰叠加在双频信号上模拟EM效应，用1个电容充放电函数叠加在双频信号上模拟IP效应，在波形分解变换的基础上分析只有EM效应与一次场存在时斩波对EM的影响以及只有IP效应与一次场存在时斩波对IP的影响，所得结果分别如图4和图5所  示^[18](图4和图5中，△t为斩波时间宽度，T_H为双频信号的高频周期，△t/T_H为相对斩波宽度，τ为表征感应耦合强度的时间常数，τ₁为激电效应的充电常数，m为激电效应的充电率)。对比分析图4和图5发现：当相对斩波宽度较小(如2△t/T_H＜0.01)，而EM引起的假幅频率很明显时，斩波效果有限，凸显不了IP效应；当相对斩波宽度逐渐加大(如0.01＜2△t/T_H＜0.4)时，各种时间常数τ对应的EM引起的假幅频率都有不同程度衰减，且时间常数τ越大，EM衰减越多，此时，各种充电率和充电常数下τ₁的激电效应近似为1条直线，斩波抑制感应耦合的同时对IP效应损伤有限；当相对斩波宽度进一步加大(如0.4＜2△t/T_H＜0.8)时，各种时间常数下的EM引起的假幅频率进一步减小并趋近于0，此时，各种充电率m和充电常数下τ₁的激电效应都有不同程度降低。可见：随着斩波时间的变化，斩波后F_s存在1个极大值。换言之，在合适的时间内，斩波既可以有效地抑制感应耦合，又能够保留大部分IP信息。

图4  相对斩波宽度与电磁感应耦合引起的假幅频率的关系

Fig. 4  Relationship between relative wave-chopping width and induced by EM

图5  相对斩波宽度与斩波后视幅频率的关系

Fig. 5  Relationship between relative wave-chopping width and F_s after wave-chopping

从图3(a)可以看出：当△t为0~1.25 ms时，斩波效果有限，感应耦合完全掩盖激电效应而存在；当△t为1.25~50 ms时，感应耦合大部分能量得到抑制，激电能量处在缓慢增加的过程中，此时斩波抑制感应耦合的作用明显且对激电的损失较小；当△t为50~100 ms时，感应耦合能量消失殆尽，信号能量主要集中在激电效应上，斩波对激电的损伤较大。可见：当△t为1.25~50 ms时，斩波既能实现对感应耦合的抑制，又能减少对激电信息的损失。此时，结合波形的轨迹可以判断出区间内当感应耦合接近最小，激电效应能量反超感应耦合能量时(波形拐点处)，抑制感应耦合及保留激电信息的效果是最理想的。也就是说，只要找到接收端波形的起始位置和波形的拐点就能有效抑制感应耦合并最大限度地保留激电信息。

3  自适应抑制感应耦合方法

基于上面的分析，本文提出一种激电中梯装置感应耦合的自适应抑制方法。该方法的核心思想是根据当前实时的波形状况，确定适合当前地质情况的斩波时间宽度，结合斩波理论实现感应耦合的抑制。该方法的研究思路如下：1) 在数字采集的基础上获得时域波形，通过对波形进行分析，找到EM与IP交汇的时间点，并以此为斩波时间的终点；2) 对波形进行整形，利用相干检测手段获得整形后的波形相对于参考信号的相位，结合模数转换器(A/D)的采样率通过相位补偿的方法找到波形的起点；3) 确定斩波时间，并结合斩波技术对波形进行斩波，得到抑制感应耦合的视幅频率。

为了避免引入其他干扰，本方法采用基于硬件平台的软件处理模式。硬件平台主要实现无失真提取信号波形的功能，为后期处理提供依据。在通常情况下，为了保证信号不失真地从电路前级传输到后级，两级电路之间需要进行阻抗匹配设计。所以，在仪器的前端首先进行阻抗匹配。采集到信号后，还需要对采集的信号进行一系列处理才能获得适合进一步甄别的信号。这些处理包括程控放大(信号太小或太大都不利于后期处理)、工频滤波(滤除工频干扰)以及单端输入转差分输出(消除信号中的共模干扰)。处理后的信号被送至模数转换器(A/D)的采样端，输出的数字量送至中心处理器MCU中，MCU对上述数字量进行处理得到最终结果。基于以上分析，硬件功能流程设计如下：接收端的信号经过阻抗匹配、程控放大、50 Hz滤波、单端输入转差分输出等一系列调整后被送至A/D输入端；A/D对信号进行离散化处理之后将结果送至MCU，MCU对A/D输出的结果进行算法设计并获得最终视幅频率。处理的中间数据存储到MCU的内部存储器SRAM中，最终测量结果显示在液晶屏LCD上。硬件功能框图如图6所示。

图6  硬件功能框图

Fig. 6  Diagram of hardware functional block

对采集到的信号数字化后，利用软件手段对数字化结果进行处理，实现自适应抑制感应耦合的功能。A/D^[19]从任意时刻开始对1个周期内的信号进行采样，之后能获得一系列离散信息，这些信息既包含电磁感应耦合信息，也包含激电信息。理论上，利用与待测信号同频的参考信号对上述采样值进行相干处 理^[20-21]，就可得到不包含感应耦合的激发信号相对于参考信号的相对相位，结合A/D的采样率通过相位补偿的方法可以确定接收到的信号起始位置。但在实际情况中，由于电磁感应耦合频率成分复杂，存在与激发信号频率相同的频率分量，若直接用参考信号对采样值进行相干处理，则得到的相对相位会不同于理论相位，通过相位补偿得到的信号起始位置并不是真正的起始位置，这就给斩波起始位置的确定带来了误差。因此，要确定接收波形的起始相位，必须先对接收信号进行整形处理，以消除电磁感应可能引入的相位误差。

1个周期的信号整形流程如下：首先A/D从任意时刻开始对1个周期内的信号进行采样，获得离散数据序列V₁，V₁(n)为序列的第n个数据(n=0，1，2，…)；然后，利用该数据序列计算得到信号当前周期的电压平均值V_avr；以V_avr为整形的阈值对数据序列V₁进行整理，当V₁(n)＞V_avr时，令V₁(n)=V_avr，当V₁(n)＜-V_avr时，令V₁(n)=-V_avr，当-V_avr＜V₁(n)＜V_avr时，令V₁(n)=0；最后对处理后得到的新数据序列进行二阶数字低通滤波，滤除其中的高频干扰数据，得到1个既不包含激电效应也不包含感应耦合的数据序列V₂。这样，数据序列V₂描绘出来的波形就是1个与原来激发波形状一样的波形。

波形整形完成后，通过对整形后的数据序列V₂进行主频相干检测处理，得出整形后的信号相对于参考信号的相对相位，结合A/D的采样率，将检测出来的相位转换成离散的数据点个数，通过补偿的方式确定接收端信号的起始位置。以双频信号2频组为例，接收端A/D的采样率为52.734 K，为了增强抗干扰能力，采样4个点的数据后做1次加权平均，即将4个点的数据合成1个点的数据，则1个低频周期(3.25 s)的总离散数据点个数为42 848， 1个低频周期的弧度为2π，即1个数据点对应的弧度即为π/21 424。通过对V₂主频分量相干检测获得其相对于正弦参考信号的相位，利用上述弧度与采样点的对应关系将相位换算成A/D采样点的个数，通过补偿的方式即能确定接收端信号的起始位置。确定了接收信号的起始相位即确定了待测信号中所有EM的起始相位。之后，在数据序列V₁中从EM起始位置开始，逐点判断EM数据的变化轨迹，找出EM能量接近最小且IP能量逐渐增强的点(波形中的拐点)，便可得到斩波时间的终点，这样就确定了斩波时间。将数据序列V₁中斩波时间内的数据置为0，重新计算F_s。每个周期都按照上述流程处理，所得结果就是对应的抑制感应耦合结果。

上述方法的自适应性体现在：1) 始终根据实时的波形情况计算相应的电压平均值，以平均值为阈值进行波形整形；2) 在确定起始位置的基础上，始终根据波形的特点确定波形的拐点位置，从而得到最终的斩波时间，也就是说，只要采集到实时波形，就能自适应确定斩波时间，实现对实时感应耦合的抑制。

4  自适应抑制感应耦合实验

实验从3个方面来论证本文提出的自适应抑制感应耦合方法的效果。

4.1  自适应抑制感应耦合方法在阻容网络中的应用

由于图2中可供选择的电感参数有限，利用极化电容与电感同时模拟激电效应与感应耦合效应的效果不明显(要么感应耦合现象较弱，要么激电效应较弱)，所以,本实验通过调整耦合电容(C₁和C₂)与极化电容(C₃和C₄)来模拟上述2种效应，测试电路如图7所示。为了减小模拟网络中元器件误差，所有的器件都使用精密器件(电阻误差率不超过1%，电容误差率不超过1%)。

激发波选用双频信号2频组(4 Hz和4/13 Hz)，保持发送信号的幅度为4 V，在图7所示的阻容网络中通过改变影响电磁感应耦合时间常数的参量值模拟各种不同电磁感应现象。在电磁感应耦合存在、激电现象不存在的模拟情况下，对比自适应斩波前后的结果评价该方法抑制电磁感应的效果。各参量取值如下：R₁=R₄=1.2 kΩ，R₂=R₃=100 kΩ，R₅=0 kΩ，C₃=C₄=0 nF，C₁=C₂。结果如表1所示。

图7  自适应斩波阻容模型实验测试电路

Fig. 7  RC model experimental test diagram of self-adaptive wave-chopping method for decoupling

表1  各种电磁感应情况下自适应斩波前后视幅频率

Table 1  Comparison of F_s between before and after self-adaptive wave-chopping processing

分析表1可知：自适应斩波前随着C₁和C₂由0 nF逐渐变为1 320 nF，双频信号高、低频分量幅度V_H与V_L逐渐增加，高、低频分量之间的绝对差值也随之增大，感应耦合造成的假视幅频率绝对值从0.01%变为70.20%。也就是说，随着电磁感应耦合对双频信号高、低频分量相对影响越来越大，引起的假视幅频率越来越大，感应耦合现象越来越明显；自适应斩波后，电磁感应耦合对高、低频分量相对影响显著减小，感应耦合造成的假视幅频率显著降低，通过自适应方法获得的斩波时间几乎可以完全消除当前的感应耦合，可见该方法具有明显的抑制感应耦合效果。此外，从表1还可以看出：随着感应耦合强度增大，感应耦合持续时间逐渐增加，相应的斩波时间也逐渐增加。也就是说，该方法可以针对当前的感应耦合状况确定合适的斩波时间。

在考察抑制感应耦合的同时，还要考虑该方法对IP信号的损失。激发波选用双频信号2频组(4 Hz和4/13 Hz)，发送信号的幅度保持为4 V，取R₁=R₄=1.2 kΩ，R₂=R₃=100 kΩ，C₁=C₂=220 nF，C₃=3.3 μF，C₄=7.3 μF，R₅=2.2 kΩ，同时模拟电磁感应耦合与激电信息。首先，根据自适应方法获得斩波时间和相应的斩波结果；然后，利用步进调节的方法获得不同斩波时间下的斩波结果。根据所得结果表征斩波时间的正确性及斩波对IP信号的损失，结果如表2所示。

从表2可见：自适应斩波前，感应耦合引起的假视幅频率最大(-2.35%)，感应耦合完全掩盖了激电信息；自适应斩波后，视幅频率变为2.06%，感应耦合基本消除，激电异常凸显，对应的斩波时间为2.37 ms，可见自适应方法可以有效抑制感应耦合；当斩波时间小于2.37 ms时，斩波对感应耦合有一定的抑制作用，但激电异常并不明显；当斩波时间大于2.37 ms时，视幅频率逐渐减小，且随着斩波时间增加，视幅频率减小越多，激电信息损失越多，换言之，以2.37 ms进行斩波可以保留大部分激电信息。可见，自适应斩波方法可以有效地抑制感应耦合，且同时保留大部分激电信息。

表2  在电磁感应耦合情况下自适应斩波对激电的影响

Table 2  Influence of self-adaptive wave-chopping processing on IP when EM coexists

4.2  自适应抑制感应耦合方法在水槽的应用

结合激电效应及感应耦合的产生机理，选择铜板和相应参数的电容、电感以中梯装置共线测量的方式模拟水槽中的IP与EM。水槽长×宽×高为2.0 m× 2.0 m×1.5 m，A和B极距为1 m，M和N极距为2 cm，测点距为10 cm。通过反复实验，模拟参数确定如下：模拟IP的铜板长×宽×厚为200 mm×100 mm×2 mm，铜板置于水槽中，距离供电电极A和B中心(点号50)的正下方10 cm；模拟EM的耦合电容为100 nF，线电感为51.153 mH，系统电感为2.34 H。供电电压为18.2 V，供电电流为16.3 mA，激发波选用双频信号2频组(4 Hz和4/13 Hz)和3频组(8 Hz和8/13 Hz)。测试结果如图8所示。

图8  水槽模型2频组与3频组视幅频率F_s对比

Fig. 8  Comparison of F_s between the second frequency group and the third frequency group on flume model

单独比较各测点的视幅频率可见：1) 无论是2频组还是3频组，仅IP效应存在时的视幅频率均是大于IP效应与EM效应同时存在时的视幅频率，引入感应耦合后各测点的视幅频率都小于0；2) 随着频组增加，假视幅频率绝对值越大；3) 越靠近供电电极的中心区域，假视幅频率绝对值越大。换言之，水槽中的感应耦合使得各测点视幅频率小于0，且随着频率增加和测点越靠近供电电极中心，感应耦合强度越大，感应耦合现象越明显。对比中梯装置感应耦合的分布规律可知水槽中模拟出来的感应耦合是正确的。整体观察视幅频率曲线发现：无论测量回路有无感应耦合，每条曲线的形态变化不大，感应耦合的存在只是使视幅频率在数值上减小(曲线向下平移)。产生这个现象的原因是水槽近似于一个均匀背景环境。若实验环境为介质分布不均匀大地，则各个测点的EM形态不尽相同，F_s曲线的形态就不会简单地下移。

在水槽中获得感应耦合拟合视幅频率后，利用自适应方法进行抑制感应耦合的效果实验，实验结果如图9所示。单独比较各测点的视幅频率发现：经过自适应斩波之后，各测点的EM都得到较大抑制，虽然与仅IP存在时相比视幅频率有所减小，但减小程度有限。整体观察视幅频率曲线发现：自适应斩波之后的曲线形态与仅IP效应存在时的曲线形态相比改变较小，曲线能很好地反映异常位置及走向，曲线反映异常的能力得到很大提高。可见，该方法在水槽模型上可以实现感应耦合抑制，是一种有效的工作方法。

图9  水槽模型自适应斩波前后视幅频率F_s对比

Fig. 9  Comparison of F_s between before and after self-adaptive wave-chopping processing on flume model

4.3  自适应抑制感应耦合方法在野外工作的应用

在野外环境下(剖面掩盖厚度约为100 m，电阻率为40~200 Ω·m)利用该方法完成测试工作，评价其实际应用效果。激发波选用双频信号2频组(4 Hz和4/13 Hz)，幅度保持为172 V，AB极距为1 500 m，MN极距为40 m，测点距为10 m，采用共线测量方式。在同等条件下，分别利用自适应抑制感应耦合方法和时间域激电法测量每个测点的视幅频率，通过对比同一个测点在不同测试方法下的测试结果评价自适应抑制感应耦合方法的效果。选取其中22个测点的视幅频率数据绘制成视幅频率曲线，如图10所示。需要说明的是：由于实际情况中每个测点感应耦合的程度不一样，每个测点所需的斩波时间也各不相同，所以，每个测点的斩波时间都是通过软件算法获得的适合实际情况的时间，而在该时间下测到的视幅频率就是每个测点的最终视幅频率。

从图10可以看出：在当前地质环境下，在对接收信号没有进行处理前，视幅频率大部分是负值，几乎看不到激电异常，也就是说，该区域内存在严重的电磁感应耦合；利用自适应抑制感应耦合方法处理后，每个测点的感应耦合得到明显消除，激电异常凸显，可见在野外环境下自适应抑制感应耦合方法具有良好的去耦效果。另一方面，对比自适应抑制感应耦合方法处理的视幅频率与时间域激电的视幅频率发现，经过处理之后得到的视幅频率曲线与时间域激电测量得到的曲线形态相同，视幅频率相近，2条曲线对地下情况的反映无本质区别，具有良好的等效性。上述结果表明采用自适应抑制感应耦合方法在野外所得实测结果真实有效，具有实用价值。

图10  野外测量自适应斩波前后视幅频率F_s对比

Fig. 10  Comparison of F_s between before and after self-adaptive wave-chopping processing in physical measurements

5  结论

1) 根据接收波形的特点，计算当前周期的电压平均值，并以该平均值为阈值进行波形整形；在此基础上，结合相干检测技术和A/D的采样率与相位的对应关系，通过相位补偿方式自适应确定接收信号的起始位置。

2) 在数字采集的基础上，通过分析实时波形特点，找到感应耦合能量接近最小、激电效应能量逐渐增加的位置，自适应确定斩波时间终点。

3) 感应耦合对激电效应的影响体现在引起接收信号波形形态和视幅频率变化。自适应抑制方法通过对接收波形进行处理，以实现感应耦合抑制，提升视幅频率。

4) 自适应抑制方法实现了接收信号的自同步，避免了GPS时间同步带入的相差；自适应方法可根据当前的感应耦合状况自适应确定合适的斩波时间，有效提高工作效率。

5) 自适应抑制方法通过软件斩波方式实现了在抑制感应耦合的同时最大限度地保留激电信息，提高测量精度。

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(编辑  陈灿华)

收稿日期：2016-01-27；修回日期：2016-03-27

基金项目(Foundation item)：国家自然科学基金资助项目(41674080)(Project(41674080) supported by the Natural National Science Foundation of China)

通信作者：柳建新，博士，教授，从事矿产资源勘探、工程勘察的理论与应用研究；E-mail：ljx6666@126.com