DOI: 10.11817/j.issn.1672-7207.2016.02.016

一种电流型并联谐振DBD臭氧电源

孟志强¹，朱团¹，唐雄民²

(1. 湖南大学 电气与信息工程学院，湖南 长沙，410082；

2. 广东工业大学 自动化学院，广东 广州，510006)

摘要：研究一种新型电流馈电式并联电感补偿负载谐振DBD臭氧发生器供电电源。该电源功率级由BUCK斩波电路和单相桥式逆变器组成。斩波器工作于固定频率PWM方式，采用输出电流闭环控制实现放电功率的调节，逆变器控制采用数字频率锁相跟踪技术使电源工作在小容性准谐振状态。对该电源的工作原理进行分析，给出斩波电路电流负反馈PI调节器、逆变器数字频率锁相跟踪算法的原理和实现方法、关键控制电路和IGBT驱动电路的详细设计。实验结果表明：调节电源直流电流能有效地调节发生器放电功率，电源输出功率因数高于0.98，系统稳定可靠。

关键词：臭氧发生器；并联谐振；频率跟踪；电流源馈电；闭环控制；斩波

中图分类号：TM46             文献标志码：A         文章编号：1672-7207(2016)02-0467-07

A kind of DBD ozonizer power supply based on current source-fed parallel inductor-compensated resonant

MENG Zhiqiang¹, ZHU Tuan¹, TANG Xiongmin²

(1. College of Electrical and Information Engineering, Hunan University, Changsha 410082, China;

2. College of Automation, Guangdong University of Technology, Guangzhou 510006, China)

Abstract: The current source-fed type parallel inductor-compensated load resonant power supply used in dielectric barrier discharge (DBD) ozonizer was studied, which consists of a Buck chopper and a single-phase bridge inverter. In order to adjust discharge power, a current closed-loop control of the chopper working in a fixed frequency was applied, while the frequency tracking and phase-locked technology were used to ensure the inverter work in a small capacitive quasi-resonant state. In addition, the working principle of power supply was analyzed, and the principle and implement method of control system were recommended with current feedback PI controller, frequency tracking technology and design of the key circuit. The results show that the discharge power can be adjusted by regularizing the DC current of power supply effectively, the output power factor is higher than 0.98, and the system is stable and reliable.

Key words: ozonizer; parallel resonant; frequency tracking; current source-fed; closed-loop control; chopper

介质阻挡放电(dielectric barrier discharge，DBD)能够在大气压下产生具有较高能量的低温等离子体，是一种适合大规模工业应用的气体放电形式，被广泛应用于材料表面改性、准分子光源、环境保护，特别是臭氧合成等领域，由交变供电电源给介质阻挡放电负载(称为放电管或放电单元)施加一定幅值的交变电压，在放电单元内的气隙建立交变强电场，击穿气隙而电离某种气体分子形成低温等离子气体^[1-3]。介质阻挡放电设备性能关键在于供电电源性能，大功率介质阻挡放电设备的供电电源主要有电压型串联负载谐振电源和电流型并联负载谐振电源。唐雄民等^[3-6]对DBD型臭氧发生器在电压型串联谐振电源供电下的特性进行了分析，并给出了相应的工程设计方法。该类电源结构简单，控制灵活，但逆变桥上下臂开关的控制信号必须存在一定的死区时间，导致负载功率因数不能接近于1，且存在浪涌电流大、桥臂直通和负载短路保护不易实现等缺点^[7-9]；电流型电源存在较大的直流母线电感，能有效抑制逆变桥臂直通产生的短路电流和放电单元介质层击穿故障产生的短路电   流^[8-13]。为了避免输入直流电流在逆变桥开关换相时出现开路，桥开关换相时需要引入换相重叠时间，原理上可以使负载功率因数接近1，且对负载有较强的适应能力。ALONSO等^[13]提出了一种电流型推挽式并联谐振臭氧电源，具有效率高、负载适应能力强等优点，但存在开关器件电压应力大等问题，只适合小功率场合，因此，需研究一种适用于大功率场合的电流型并联谐振DBD臭氧电源。为此，本文作者研制采用斩波变换器调节功率的电流型电感补偿并联谐振DBD臭氧电源。该电源的Buck斩波电路运行于固定频率，采用电感电流的闭环PI控制实现放电功率调节，逆变器采用频率跟踪锁相技术工作于准谐振状态，可以实现功率器件的零电压切换，提高了系统的负载功率因数。同时，设计基于TMS320F2812的控制电路及驱动电路。实验结果验证了该臭氧电源系统的正确性与合理性。

1  主电路结构及工作原理

1.1  主电路结构

电流型并联谐振式臭氧发生器电源主电路如图1所示，依次由单相或者三相不可控整流桥电压源、Buck斩波电路、电流型并联谐振逆变器、补偿与升压、发生器等效电路5部分组成。图1中：C为储能电容；U_c为Buck电路提供平稳的输入电压；斩波电路由IGBT管S、续流二极管D和电感L_d组成，运行于电感电流连续模式，其输出平均电流为I_d；电流型逆变器由逆阻二极管D_i和IGBT S_i(i=1，2，3，4)组成，输出高频方波电流i_d；L为并联谐振补偿电感；T_r为升压变压器，其变比为1:n，n为T_r副边绕组匝数与原边绕组匝数的倍数，本文中n=17；i_DBD为发生器电流；C_d为发生器介质阻挡层等效电容；C_g为发生器气隙等效电容；U_Z为气隙放电阶段的放电维持电压。C_d，C_g和U_Z三者构成 DBD 型臭氧发生器的常用等效模型^[3-6]。该模型与L_d和T_r组成负载并联谐振回路，通过锁相控制运行于准谐振状态，产生峰值足够大的发生器端电压u_load。

图1  电流型并联谐振式臭氧发生器电源主电路

Fig. 1  Electric diagram of current source-fed type parallel resonant power supply used in ozonizer

1.2  电流I_d的调节原理

控制开关S的导通占空比d控制电流I_d，实现DBD放电功率的控制。由斩波电路工作原理可知，I_d存在脉冲分量。故为了保证直流电流源特性，需选取合适大小的L_d减小电流的脉动。

在谐振工作状态下，发生管负载等效阻抗可表示为电阻R。采用平均模型分析法，可将逆变器及负载部分等效为

R_m=R/n²                 (1)

电路稳态时，斩波电路输出电压平均值为

U_inv=dU_C                          (2)

其中：U_C为图1中C的端电压；d为斩波开关S的导通占空比。

将U_inv=I_d R_m和式(1)代入式(2)可得稳态直流电流调节特性：

           (3)

即控制d可调节I_d，从而控制逆变器与放电管的；输入功率。

1.3  逆变电路工作原理

为提高系统的工作效率和保证系统的安全性，逆变器应工作在小容性的准谐振状态^[7-8]。逆变电路开关的驱动信号PWMx(x=1，2，3，4)及负载电路关键波形如图2所示。逆变器开关组S₁和S₃以及S₂和S₄的切换遵循先开通后关断原则，故PWMx之间存在t₀~t₁的换相重叠区；U_peak为u_load的峰值电压； u_Cg为发生器的气隙电压。根据电路正负半周期的对称性，在此以正半周期为例进行分析。

图2  电路关键波形

Fig. 2  Key waveforms of circuit

在t₀时刻前，S₂和S₄导通，u_load为负；在t₀时刻，开通S₁和S₃，S₁~S₄都处于导通状态而开始电流换相，D₂和D₄承受反向电压(-u_load)自然截止，I_d完全流经S₁和S₃。t₁时刻换相结束，只要u_load没有变为正，均可零电压零电流关断S₂和S₄；在t₂时刻，u_load由负变正，D₂和D₄反向恢复，不再承受反向电压；S₂和S₄承受反向电压(-u_load)。显然，只要(t₂-t₀)大于可靠换相时间，就可实现零电压切换，又可使负载具有接近于1的功率因数。

在t₀~t₃时间段，u_Cg≤U_Z，气隙未被击穿，为未放电状态，负载等效为C_d和C_g的串联。

在t₃时刻，u_Cg被充电至U_Z，气隙被击穿开始产生放电；之后，u_Cg被箝位为U_Z，气隙进入放电阶段。t₃~t₄时间段对应为负载放电阶段，此时，负载等效参数发生变化，等效为C_d和正向放电维持电压U_Z的串联。

在t₄时刻，u_load达到峰值U_peak，使放电结束，正向电场开始撤销，负载恢复至C_d和C_g的串联结构。在t₅时刻，正半周期结束，开通S₂和S₄，进入逆变器负半周换相状态。

2  控制系统设计

图3所示为电流型并联谐振DBD臭氧发生器电源的构成框图。图3中上半部分为图1所示主电路框图，下半部分为控制系统，由CPU控制电路、电压电流信号检测电路和IGBT隔离驱动电路组成。控制电路采用DSP TMS320F2812作为主控芯片，完成斩波功率控制和逆变器频率跟踪控制。

图3  臭氧电源系统框图

Fig. 3  System diagram of ozonizer’s power supply

2.1  斩波控制

斩波电路采用电感电流闭环控制实现放电功率的调节，功率控制框图如图4所示，由PI调节环节和限幅处理环节构成。图4中：I_dref为电感电流期望值；I_df为电感电流反馈值；e为电流误差；u_e为PI调节器输出；Δd为Buck开关占空比的改变量；d_ref为控制器上一次的输出占空比；k_p和k_i分别为PI调节器的比例系数和积分系数；k_d为工程转换系数。因占空比满足    0≤d =d_ref+Δd≤1，故用限幅器1将Δd限定为Δd_x∈[-1，1]，且当I_df ＞I_dref时，-1≤Δd_x＜0，对应占空比d减小；当I_df＜I_dref时，0＜Δd_x≤1；同时，用限幅器2保证占空比d处于有效范围内。

功率控制程序流程图如图5所示。图5中：e(k)为当前误差量；e(k-1)为上一次误差量；u_e(k)为PI控制器当前输出控制量；u_e(k-1)为上一次控制量。采用增量式PI算法^[14]，PI调节器输出可表示为

u_e(k)=u_e(k-1)+Me(k)-Ne(k-1)         (4)

式中：M=k_p+k_i；N=k_p。通过限幅处理后，得到新的占空比d，实时更新斩波控制PWM比较寄存器，从而实现对功率的闭环控制。当调节输入信号或负载信号发生变化时，调节器能够迅速作出反应。

2.2  逆变器控制

逆变器启动时，采用固定频率它激控制使负载电路获得电磁能量起振；起振成功后，切换成数字频率锁相跟踪控制，使逆变器维持小容性工作状态。控制原理如图6所示，它由激转自激启动电路、同步过零比较电路、数字锁相环^[15-16]和换相重叠时间生成电路4部分组成。数字锁相环由鉴相器、低通滤波器、压控振荡器和相位补偿环节构成，CPU为TMS320F2812。

图4  功率控制框图

Fig. 4  Block diagram of adjusting power

图5  功率控制程序流程图

Fig. 5  Program flow chart of adjusting power

图3中负载电压检测电路的输出u₁作为锁相环的同步输入信号，过零比较器产生u₁的同步方波信号，输入TMS320F2812的CAP₁引脚，作为数字鉴相器的输入。CAP₁为TMS320F 2812的捕获单元，采用通用定时器1作为CAP时基信号，u₁的过零时刻产生CAP₁中断，记录过零时间并以此计算方波周期。逆变器输出电流的相位通过计算相位补偿器输出的PWM上升沿获得。

图6  频率跟踪控制框图

Fig. 6  Block diagram of frequency tracking

当压控振荡器输出的PWM信号与负载电压的相位差为θ(n-1)时，对应时间长度为t(n-1)，若PWM信号超前负载电压，则t(n-1)取正值；反之，t(n-1)为负值。当前负载电压周期为T₁(n-1)，在下一个开关周期(第n个周期)对频率相位进行调整。第n开关周期的PWM周期调整值为

T₀(n)=T₁(n-1)+t(n-1)                  (5)

引入数字式RC低通滤波器时，将T₀(n)作为滤波器的输入，T_k(n)为滤波器输出，从而修正周期值T_k(n)可离散化表示为

T_k(n)=AT_k(n-1)+(1-A)T₀(n)         (6)

式中：A=τ/(T_c+τ)；T_c为采样周期；τ为RC时间常数。压控振荡器通过DSP定时器实现，输出周期为T_k(n)的PWM信号。为了实现小容性频率跟踪控制，在PWM信号中加入相位补偿-延迟环节，设定小容性固定角度β，则相位补偿时间为(β/2π)T_k(n-1)。为保证系统稳定运行，在压控振荡器输入端增加限幅环节^[17-18]，使负载端电压周期保持在T_min~T_max内。为保证系统在10个周期内完成相位差为π的锁相，取T_min≈0.95T_k(n-1)，T_max≈1.05T_k(n-1)。频率跟踪控制流程图如图7所示。

图7  频率跟踪控制流程图

Fig. 7  Program flow chart of frequency tracking

换相重叠时间生成电路是为满足电流型逆变桥驱动需要设置的，通过设置DSP事件管理器比较单元的死区控制器，使其低电平有效互补，即可实现带有重叠区的互补输出，最终输出四路互补PWM驱动信号。电源启动时负载电压为0 V，无法实现频率跟踪，为此加入逆变器工作模式选择环节，即它激转自激启动电路，由电压幅值检测电路、电平比较电路和工作模式选择门控电路组成。当u₁幅值小于设定值u_g时，工作模式选择门控电路使逆变器以固定频率f₀工作，门控电路选择频率f₀的信号u_f0输入数字频率锁相跟踪器；当u₁幅值大于设定值u_g时，门控电路选择u₁输入数字频率锁相跟踪器，切换至自激工作状态，进入小容性频率跟踪控制。为了保证系统的安全运行，它激频率一般高于额定谐振频率10%~15%^[16]。

2.3  控制电路设计

控制电路设计主要给出它激转自激启动电路和IGBT的隔离驱动电路的设计。

2.3.1  它激转自激启动电路

它激转自激启动电路如图8所示，由R₂和R_p组成切换阈值电压调节器，u₁经二极管VD₃和电容C₁构成的峰值检波电路与切换阈值进行比较，电路输出接DSP通用I/O口P₁。

图8  它激转自激电路

Fig. 8  Switch circuit of separate-excitation and self-excitation

电路启动时，逆变器工作于固定开关频率，斩波电路的开关频率固定、占空比从1个小值逐渐增大，逆变器输入直流电流逐渐增大，使u₁从0 V逐渐增大。

当u₁幅值小于切换阈值电压时，电路的输出P₁为低电平，逆变器工作于固定频率的它激状态；随着斩波电路的占空比增大，负载端电压幅值逐渐升高；当u₁超过切换阈值时，电路的输出P₁变为高电平，逆变器转为自激状态，进入频率锁相跟踪控制。

2.3.2  IGBT的隔离驱动电路

为了使IGBT可靠工作，必须设计合适的IGBT隔离驱动电路，如图9所示。图9中，HCPL-3120具有宽限工作电压范围、大输出驱动电流等特性，同时具有欠压锁定功能，能满足大功率IGBT的驱动要求。DSP输出的PWM信号经过缓冲器74LS07产生满足HCPL-3120输入要求的开关信号，再通过HCPL-3120隔离放大实现对IGBT的驱动。在IGBT门极并联反串的2个25 V稳压二极管防止大电流关断时IGBT门极电压过冲，同时，在门极并联泄放电阻R₆为米勒电容提供泄放通道，防止IGBT误导通。为了保证IGBT的可靠关断，在IGBT发射极与地之间串入稳压二极管Za，为IGBT关断提供反向电压。

图9  IGBT驱动电路

Fig. 9  Drive circuit of IGBT

3  实验装置与试验结果分析

3.1  实验装置

为了验证设计的有效性，研制1台200 W的实验样机，其主要参数如表1所示。实验中采用李萨如图形法对DBD放电管功率进行测量^[17]，测量电路如图10所示。电流互感器CT(变比为1:20)和测试电容C_M(330 μF)用于测量发生器电流，高压探头HVP-15HF用于测量发生器端电压，分别作为TEK TDS2012B双踪示波器通道X和Y的输入，在示波器上可得到如图11(a)和11(a)所示的发生器电流-电压李萨如图形。X轴参数为发生器端电压幅值，Y轴参数为发生器电流在测试电容C_M上产生的电压。由于电源正负半周期的对称性，它们以X-Y坐标原点为中心，形成近似菱形四边形轨迹，左右两端存在的明显不规则阴影区域表明气隙处于正负半周期的放电阶段。放电电流在不同时刻和不同周期是不同的，但存在1个较稳定的平均值，显示出DBD放电的电晕特性^[4,17]，上、下两边的轨迹比较清澈，表明气隙处于正负半周期的未放电阶段。由文献[4]和[17]可知：取放电阶段轨迹的平均值作拟合线段，与未放电阶段的轨迹拟合线段构成菱形四边形闭合曲线，其面积为S_Q。臭氧发生器的放电功率与S_Q成正比，其值可表示为

P=mfS_QC_M                         (8)

其中：f为逆变器工作频率。逆变器输出电流测量采用TEK A622电流探头。

表1  实验系统主要元件参数

Table 1  Parameters for experiment unit

3.2  试验结果及分析

实验装置通过调节Buck电路占空比d可实现电感电流I_d和放电功率P 0～100%连续调节。图11和图

12所示分别为控制占空比d使逆变器输入电流I_d 为1.1 A和1.4 A时的试验波形，其中，图11(a)所示为放电功率的李萨茹图，实线为拟合曲线；图11(b)为逆变器输出电流i_d与发生器端电压u_load波形。

图10  功率测量原理图

Fig. 10  Schematic diagram of power measurement

图11  I_d=1.1 A时实验波形

Fig. 11  Experimental waveform when I_d=1.1 A

图12  I_d=1.4 A时实验波形

Fig. 12  Experimental waveform when I_d=1.4 A

从图11可知：当I_d =1.1 A时，逆变器工作频率f≈9.6 kHz，李萨如图形面积S_Q≈47 000 V²，由式(8)计算得到放电功率P ≈ 150 W。由图12可知：当I_d=1.4 A时，f≈9 kHz，S_Q≈68 000 V²，放电功率P≈200 W。

通过调节I_d可实现对放电功率的控制，输出电流i_d波形均超前于负载端电压u_load波形，超前电角度小于10°，功率因数高于0.98，实现了小容性频率跟踪控制，大大降低了电路主要元件的发热问题以及系统的电磁干扰问题。同时，逆变器输入侧直流电流I_d不可突变的特点提高了系统的短路保护能力，整机运行可靠。

4  结论

1) 采用逆变输入电流的负反馈PI调节器控制斩波电路的占空比，实现了负载放电功率的闭环控制，且斩波电路工作频率固定。

2) 采用数字频率锁相跟踪技术控制逆变器运行于小容性准谐振状态，功率因数接近1。

3) 200 W实验样机的试验结果与理论分析结果一致，表明电流型并联谐振DBD臭氧发生器电源调节逆变器输入直流电流能有效地控制放电功率，且功率因数高，系统运行稳定可靠，具有很好的工程应用价值。

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(编辑  陈灿华)

收稿日期：2015-04-13；修回日期：2015-06-20

基金项目(Foundation item)：国家自然科学基金资助项目(51207026，51377049)(Projects (51207026, 51377049) supported by the National Natural Science Foundation of China)

通信作者：孟志强，博士，教授，博士生导师，从事电力电子变换与应用技术、工业过程自动化与测控系统研究；E-mail：mengzhiqiang@126.com