新型无源无损单周控制的高功率因数整流器
张厚升，赵艳雷
(山东理工大学 电气与电子工程学院，山东 淄博，255049)
摘 要：设计一种新型单相高功率因数整流器。主电路采用无源无损缓冲网络来实现主开关管的零电流开通和零电压关断，控制电路采用基于单周期控制的CCM型功率因数校正芯片IR1150作为主控芯片。分析单周期控制的功率因数校正与无源无损网络的工作原理，对高功率因数整流器的主要模块如升压储能电感、无源无损网络、EMI滤波器和噪声干扰的抑制等进行分析与设计。研究结果表明：该高功率因数整流器设计合理、性能可靠，无需传统PFC电路所需的乘法器、输入电压采样以及固定的三角波振荡器，简化了PFC电路的设计并缩小了装置体积，功率因数可达0.992。
关键词：高功率因数整流器；功率因数校正(PFC)；单周期控制；无源无损
中图分类号：TM461 文献标志码：A 文章编号：1672-7207(2010)06-2246-06
A novel passive lossless high power factor rectifier based on one cycle control
ZHANG Hou-sheng, ZHAO Yan-lei
(College of Electrical & Electronic Engineering, Shandong University of Technology, Zibo 255049, China)
Abstract: A novel high power factor rectifier was proposed. A passive lossless snubber was employed in main circuit to realize zero-current turn-on and zero-voltage turn-off for the main switch. The IR1150 chip based on one cycle control, which was intended for boost converters for power factor correction (PFC) operating at a fixed frequency in continuous conduction mode (CCM), was used as its control core. The fundamental principle of power factor correction based on one cycle control and passive lossless snubber for the proposed rectifier was introduced. Its sections such as boost inductor, passive lossless snubber, EMI filter and noise suppression, and so on, were analyzed and designed respectively. The results show that the boost high power factor rectifier is rational and reliable. It does not need multipliers, AC input voltage sensing and fixed ramp oscillator, and the use of the IR1150 in control circuit makes the PFC circuit design easy and the volume of the rectifier small. Its power factor can reach 0.992.
Key words: high power factor rectifier; power factor correction (PFC); one cycle control; passive lossless snubber
电力电子设备的输入电路普遍采用二极管整流和电容滤波来组成整流环节。由于整流二极管的非线性和滤波电容的储能作用，使得输入电流发生畸变而成为脉冲状的电流波形，其中含有大量的谐波分量。当这些谐波分量注入电网时，会引起严重的谐波“污染”。所以对电力电子设备进行功率因数校正已成必然趋 势[1-2]。目前，大多数整流器采用平均电流控制来达到校正功率因数的目的，但平均电流控制中需要检测输入电压、电感电流和输出电压，并且还使用乘法器来实现[3]，使得系统控制复杂，投资大。Smedley等[4]提出的单周期控制技术较好地解决了这个问题。单周期控制技术是一种不需要乘法器的新颖控制方法，它同时具有调制和控制的双重性，而且无论是稳态还是暂态，它都能保持受控量(通常为斩波波形)的平均值恰好等于或正比于控制参考信号，具有动态响应快、开关频率恒定、鲁棒性强和易于实现等优点。该控制技术最初应用于DC-DC变换器[5]的控制中，现已逐步应用于开关功率放大器[6]、有源电力滤波器[7]、交错运行并联开关变换器[8]、矩阵式交流稳压电源[9]和单相功率因数校正器[10]等领域。胡宗波等[11]对Boost功率因数校正变换器中单周期控制适用性的理论进行了分析和实验验证；张纯江等[10, 12-13]对单周期控制的单相功率因数校正器进行了大量的研究，但其主开关管均采用硬开关模式，开关损耗较大。目前，国际整流器公司(IR)已有基于单周期控制的PFC(Power factor correction)芯片即IR1150[14-15]问世，它综合了CCM(Continuous conduction mode) PFC的性能及非连续性电流模式(DCM)PFC的简易、可靠和元件数量少等优点，提高了PFC应用的效率。本文作者以IR1150作为主控芯片，采用一种无源无损吸收网络，对Boost升压变换器实现闭环控制，从而达到校正功率因数的目的。该无源无损吸收网络降低了开关管的开关损耗，增强了使用寿命，实现了开关管的零电流开通和零电压关断，提高了变换器的工作效率，且与其他谐振软开关电路相比，降低了生产成本。
1 单周期控制的功率因数校正
图1所示为单周期控制的单相boost功率因数校正电路，其中：F1为保险丝；L，L1，L2和L3均为电感；VD，VD1，VD2和VD3为快恢二极管；VT为开关管；C3和C6为X电容；C4和C5为Y电容；Vo为输出电压；Co为输出电容；R1为负载电阻；Rs，R1和R2为采样电阻；CLK为时钟信号；S1为积分器复位开关。为了分析稳态特性，简化推导过程，特进行如下假设：①忽略电感电流的纹波，电路工作于CCM模式；②忽略开关器件的导通压降和开关损耗，忽略分布参数的影响；③开关频率远远大于电源频率；④输入电压、输入电流在几个连续的开关周期内是恒值，电路工作于准稳态。
单周期控制的单相boost电路的PFC控制目标就是控制合适的变量，使输入电流与输入电压都为全波整流波形且相位相同，输入阻抗为纯电阻[3]，输入电流的平均值
可以表示为：
(1)
式中：vg为输入电压；Re为等效输入阻抗。
准稳态时，输出电压Vo与输入电压vg满足：
(2)
式中：M(d)为占空比d的函数，对于boost变换器，M(d)=1/(1-d)。将式(2)代入式(1)，并将两边同乘以等效的电流检测电阻Rs，则有：
(3)
图1 无源无损单周期控制单相boost变换器的电路原理图
Fig.1 Principle diagram of passive lossless boost converter based on one cycle control
若采用IR1150作为控制芯片，则可得PFC的控制方程为：
(4)
式中：
，GDC为电流放大器的直流增益。
式(4)所确定的PFC控制方程，确定了输入电流与占空比之间的约束关系，使得输入电压、输入电流的波形、相位相同，从而不需要检测输入电压且不使用乘法器即可实现单位功率因数校正的目的。假设输入电流的纹波较小，则电感峰值电流iLp≈，则由式(4)可得：
(5)
图1所示电路中，基于可复位积分器的单周期控制电路能够实现的控制方程为：
(6)
其中：
为积分时间常数，取
(Ts为开关周期)，则式(6)与式(5)完全一致，因此，单周期控制的boost电路可以实现单位功率因数校正的功能。
2 无源无损缓冲电路
图1所示主电路中，由L，VT，L1，VD和Co组成升压斩波电路，缓冲电路由L1，VD1，C1，VD2，C2，VD3和VD组成。VT采用PWM方式工作。因为VT开关时间较短，L的取值较大，所以，近似认为开关时iL不变[16]。电路中各点的工作状态如图2所示。该无源无损缓冲网络降低了开关管的开关损耗，提高了其稳定性，增强了使用寿命。它利用一组无源元件，使开关管实现了零电流开通和零电压关断，提高了变换器的工作效率，且相对于其他谐振软开关电路，降低了生产成本。
3 主要参数设计
3.1 boost升压电感的设计
设计性能优良的PFC电路，除了选择合适的控制芯片外围电路元器件参数外，还要选择合适的boost升压储能电感器。不同磁性材料的升压储能电感器对PFC电路的性能影响大，且该电感器的接法不同，也会明显地影响电流波形，另外，驱动电路的激励脉冲波形上升沿与下降沿的滞后或者有振荡，都会影响主功率开关管的最佳工作状态。当增大输出功率到某个阶段时，还会出现输入电流波形发生畸变甚至出现死区等现象。所以，在PFC电路的设计中，合理选择boost PFC升压电感器的磁芯与绕制电感量相当重要[2]。电感的计算要以保证电感电流连续为依据，计算公式为：
(7)
式中：Vin(peak)为低输入交流电压对应的正弦峰值电压(V)；dmax为Vin(peak)对应的最大占空比；
为纹波电流(A)，计算时，假定为纹波电流的30%；fs为开关频率(Hz)。
图2 无源无损缓冲电路各点工作状态
Fig.2 Operation waveforms of passive lossless snubber circuit
占空比的计算公式为：
(8)
若输入交流电压为220 V(最低输入电压为85 V)，输出直流电压为400 V，开关频率为fs＝50 kHz, 输出功率Po＝500 W，效率为η=92%，则可计算得到dmax=0.7，纹波电流为1.81 A，从而求得电感L=930 μH，实际电感取为1 mH。
升压电感工作于电流连续模式，需要能通过较大的直流电流而不饱和，并要有一定的电感，即所选磁性材料应具有一定的直流安匝数。可选用的磁性材料有加气隙铁氧体、加气隙非晶或微晶、铁镍钼磁环和铁粉芯磁环等材料[17]。铁镍钼磁环机械抗震性能好，高频损耗较小(可在100 kHz工作)，但价格比较贵，而且直流安匝数略不足。铁氧体、非晶或微晶均需加气隙，使斩波电感漏磁通增加，这样会产生较大的电磁干扰噪声。铁粉芯磁环内部均匀分布着微小气隙，通过调节气隙密度，可得到不同直流安匝数的磁环，这种具有分布气隙结构的铁粉芯磁环漏磁通较小。随着开关频率增加(大于50 kHz)，铁粉芯磁环损耗明显增加。从成本、电磁干扰噪声、直流安匝数、高频损耗等方面综合考虑，铁粉芯磁环适宜选择50 kHz以下开关频率的PFC斩波电感磁性材料。本设计中，升压电感器采用4块EE55铁氧体磁芯复合而成，其中心柱截面气隙宽度为1.5 mm，boost储能电感器的绕组导线并不用常规的多股直径为0.47 mm的漆包线卷绕，而是采用厚度为0.2 mm、宽度为33 mm的薄红铜带叠合，压紧在可插4块EE55磁芯的塑料骨架上，再接焊锡导线引出，用多层耐高压绝缘胶带扎紧包裹。这种薄铜带工艺绕制的boost储能电感，对减小高频集肤效应、改善boost变换器的开关调制波形、降低磁件温升均起到重要作用。
3.2 无源无损缓冲电路参数的选择
C1的取值应合适，虽然C1较大有利于降低VT的损耗，但若C1太大，会因换流时间太长而引起有效占空比减小，也会使开通时VT瞬态电流变大。参照一般的软开关电路的参数，VT的电容一般都小于10 nF。C2的取值应比C1大得多，这是由于在VT开通时，C1所储存的能量基本都转移到C2上，
，C2大有利于减小二极管VD的电压应力，但同样会带来因换流时间太长引起有效占空比减小的问题，一般C2为C1的10~30倍较为合适。
限流电感L1根据二极管的反向恢复时间trr，C1的取值和VT设定的瞬态峰值电流值iL1决定，它的增大有利于减小VT的电流应力，但也会带来换流时间太长的问题。在VD反向恢复期间，L1增加的电流为
，在C1，C2和L1谐振期间，当L1上的电流iL1的最大值发生在C1的电压uC1等于C2上的电压uC2时，由于流过C1和C2的电流一直相等，所以，有
(9)
则可得：
，而由于能量守恒，有：
(10)
因此，只要给定VT的最大允许电流iL1，就可以计算出L1。VD1，VD2和VD3的选用主要由动态时间参数、浪涌电流决定，因为这3个二极管只在VT开关后极短的时间内通过电流，所以，可以选择较小的二级管。
3.3 EMI滤波器与噪声抑制
高频开关电源产生的电磁干扰(EMI)主要以传导干扰和近场干扰为主，电磁干扰分共模干扰和差模干扰2种。EMI滤波器是目前使用最广泛、也是最有效的开关电源传导干扰抑制方法之一，EMI滤波器不但要抑制共模干扰，而且必须抑制差模干扰。在图1中给出了所设计的EMI滤波器，它接于电源输入端与整流器之间，内含共模扼流圈L2和滤波电容C3~C6，共模扼流圈也称共模电感，主要用来滤除共模干扰。它由绕在同一高磁导率上的2个同向线圈组成，可抵消差分电流。其特点是对电网侧的工频电流呈现较低阻抗，但对高频共模干扰等效阻抗较高。C4和C5为Y电容，跨接在输入端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰，其容量为2.2×10-3~0.1 μF；C3和C6为X电容，用于滤除差模干扰，其典型值为0.01~ 0.47 μF[18]。
IR1150的驱动能力强，可以提供最大电流为1.5 A的门极快速驱动。但是，高速驱动脉冲也带来了比较大的EMI问题。适当地在门极添加驱动电阻以减缓驱动脉冲的电流变化率di/dt，可以降低变换器产生的开关噪声，从而对前级的EMI滤波器要求也相应降低。
PFC升压二极管的反向恢复特性是导致系统传导和辐射干扰的主要因素，在一定程度上加剧了系统EMI滤波器的负担，不仅如此，功率开关管在其导通期间必须吸收所有的反向恢复电流，也必须将由此导致的额外功率消耗，这不仅提升了噪声干扰程度，而且会影响系统的效率。传统型单相功率因数校正主电路中的二极管是快恢复硅二极管，其材料是硅，硅的反向耐压能力低。与硅材料相比，碳化硅(SiC)材料在性能上更适用于制造电力电子器件，因为它具有反向耐压高、导通电阻小、导热性好以及承受反向高压时泄漏电流小等优点。目前，以碳化硅为材料的碳化硅肖特基二极管在电压容量上已经取得突破，电压容量已经达到600 V，满足单相功率因数校正的主电路对二极管400 V的耐压要求，而且碳化硅肖特基二极管的反向恢复速度比快恢复二极管的反向恢复速度更快。所以，选择SiC肖特基二极管作为该系统的升压二极管，以减小二极管反向恢复所引起的传导和辐射干扰，同时，在升压二极管上并联RC网络也能取得较好效果。
4 实验研究
根据前述理论，设计了1台500 W的单相高功率因数整流器，控制电路采用基于单周期控制技术设计的IR1150作为主控芯片。该高功率因数整流器的各项保护措施如输出过压、欠压、空载保护、软启动、开环保护、欠压锁定、锁存抗扰及静电放电(ESD)保护等都齐全，主要实验参数如下：输入电压为交流220 V、频率为50 Hz时的工频电源，输出电压为400 V，开关频率为50 kHz，高频输入滤波电容Cin＝1 μF，boost升压电感L3＝1 mH，输出滤波电容Co＝470 μF，电流检测电阻Rs选取值为0.1 ?、功率为3 W的无感精密电阻，电流检测信号滤波电容Cs=4.7 nF，滤波电阻R7=100 ?。主开关管VT选择500 V/24 A的IXFH24N50型MOSFET，驱动电路采用TC4427型专用驱动芯片。无源无损缓冲电路中，电容C1=0.01 μF，C2=0.2 μF，L1=6 μH。
图3所示为高功率因数整流器的栅极驱动电压VGS和漏源极间电压VDS的试验波形。对于开关管采用+15 V电压驱动，关断时采用-12 V负向偏压，使之可靠关断，使用负向关断电压有利于减小开关损耗和对电压变化率dv/dt的抗干扰能力。由图3可知：开关管关断时，其漏源极间电压缓慢上升，最后稳定在输出电压，说明无源无损吸收电路抑制了MOS管关断时产生的过电压信号，起到了软开关的作用。该无源无损吸收网络降低了开关管的开关损耗，提高了其稳定性，增强了使用寿命，实现了开关管的零电流开通和零电压关断，提高了变换器的工作效率，且相对于其他谐振软开关电路，还降低了生产成本。输入电压Vin和输入电流Iin的试验波形如图4所示。从图4可以看出：输入电流能较好地跟踪输入电压。对输入电压和输入电流的前50次谐波进行分析可得：在输入电压的总谐波畸变率(THD)为4.623%时，输入电流总谐波畸变率仅为4.543%，功率因数可以达到0.992，因此，可以认为该高功率因数整流器实现了单位功率因数校正和低电流畸变。而且与传统功率因数校正电路(UC3854控制的PFC电路)相比，该高功率因数整流器的设计步骤更简化，组件数量更少，印刷电路的尺寸更小。
图3 栅极驱动电压VGS与漏源极间电压VDS的试验波形
Fig.3 Experimental waveform of VGS and VDS
图4 输入电压Vin与输入电流Iin的实验波形图
Fig.4 Experimental waveforms of input voltage and input current
5 结论
(1) 基于单周期控制的无源无损单相高功率因数整流器不需要输入电压采样以及复杂的模拟乘法器电路，而且所需的外围元器件少，与传统功率因数校正电路相比，减小了装置的体积。
(2) 由于采用了无源无损吸收网络，实现了主开关管的软开关，减低了开关管的开关损耗。
(3) 主电路的设计中采用了一种新型薄铜带工艺绕制的boost储能电感，它可以有效地减小高频集肤效应，改善boost变换器的开关调制波形，降低磁件温升等。
(4) 该功率因数整流器结构简单、实用，而且性能可靠，实现了单位功率因数校正和低电流畸变，应用价值较高。
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(编辑 刘华森)
收稿日期：2009-10-15；修回日期：2010-01-08
基金项目：国家自然科学基金资助项目(50807034)
通信作者：张厚升(1976-)，男，山东临沂人，副教授，从事电气自动化研究；电话：15953353966；E-mail: zhseda@163.com
