DOI: 10.11817/j.issn.1672-7207.2018.11.031

混合型模块化多电平换流器的改进载波移相控制策略

夏向阳^{1, 2}，邱欣^{2, 3}，曾小勇^{1, 2}，谭黎军⁴，孟科²，邱靖²，龚芬³，肖辉²，汤赐²，邓丰²

(1. 电网输变电设备防灾减灾国家重点实验室，湖南 长沙，410129；

2. 长沙理工大学 电气与信息工程学院，湖南 长沙，410014；

3. 中车株洲电力机车研究所有限公司，湖南 株洲，412001；

4. 特变电工衡阳变压器有限公司，湖南 衡阳，421007)

摘要：基于半桥子模块和全桥子模块组成的子模块混合型模块化多电平换流器桥臂不仅具备直流侧故障自愈能力，而且具有更高的设备利用率和更低的功率损耗特性，提出一种适用于换流器输出电平数较少的该类子模块混合型模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)的改进载波移相控制策略。该控制策略将载波移相调制和基于排序的传统子模块电容电压均衡方法相结合，采用附加控制器维持半桥和全桥子模块阀段间电压平衡，并在PSCAD/EMTDC中搭建子模块混合型MMC仿真模型。研究结果表明：所提出的改进载波移相控制策略是可行和有效的，采用附加控制器可维持半桥和全桥子模块阀段间电压平衡，有效避免最近电平逼近调制(nearest level modulation，NLM)应用于电平数较少换流器带来的谐波问题，提高波形质量，适用于子模块数量较少的低电压场合。

关键词：模块化多电平换流器；子模块混合型；载波移相；直流侧故障；电容电压平衡

中图分类号：TM72         文献标志码：A         文章编号：1672-7207(2018)11-2886-08

Modulation strategy of improved carrier phase shift for hybrid modular multilevel converter

XIA Xiangyang^{1, 2}, QIU Xin^{2, 3}, ZENG Xiaoyong^{1, 2}, TAN Lijun⁴, MENG Ke², QIU Jing², GONG Fen³, XIAO Hui², TANG Ci², DENG Feng²

(1. State Key Laboratory of Disaster Prevention and Reduction for Power Grid Transmission and Distribution Equipment, Changsha 410129, China;

2. College of Electrical and Information Engineering, Changsha University of Science & Technology, Changsha 410114, China;

3. China Railway Rolling Stock Corporation, Zhuzhou Research Institute Co. Ltd., Zhuzhou 412001, China;

4. TEBIAN Electric Apparatus Stock Corporation, Hengyang Transformer Co. Ltd., Hengyang 421007, China)

Abstract: For that the hybrid modular multilevel converter arm based on half-bridge module and full-bridge module not only has DC side fault self-healing capability, but also has higher equipment utilization and lower power loss characteristics, an improved carrier phase shifting control strategy was presented for the hybrid modular multilevel converter with fewer output levels. The control strategy combined the carrier phase shifting modulation with the traditional sub-module capacitance equalization method based on sorting, and an additional controller was proposed to maintain the voltage balance between the half-bridge and the full-bridge sub-modules. Finally, the simulation model of sub-module MMC was built in PSCAD/EMTDC. The results show that the improved carrier phase shifting control strategy is feasible and effective, the additional controller maintains the voltage balance between the half-bridge and the full-bridge sub-modules. It can effectively avoid the harmonic problems, and is suitable for low voltage occasions with fewer sub-modules.

key words: modular multilevel converter; sub module hybrid; carrier phase shifting; DC side fault; capacitor voltage balance

模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)在柔性直流输电的换流器中应用越来越广泛^[1-4]。YANG等^[5-7]在半桥子模块拓扑的基础上提出了由2个半桥并联组成的全桥子模块(full bridge sub-module, FBSM)和包括2个半桥和箝位回路的箝位型双子模块结构，但全桥子模块采用的器件数目较多，增加了换流器的损耗和投资成本，箝位型双子模块增加了均压的复杂度；而传统半桥型MMC所需要的器件数目最少，投资成本低且设计和控制相对简单，但是其不具备清除直流故障的能力，因此，很多学者提出由半桥子模块(half bridge sub-module, HBSM)和具备直流侧故障自清除能力的子模块组合成子模块混合型MMC，其换流器的调制方式远比传统直流输电的触发控制复杂。当前常用的模块化多电平换流器调制方式可分为两大类：脉宽调制方式和阶梯波调制^[8]。阶梯波调制与脉宽调制相比，器件开关频率低，损耗小，但用于电平数少的场合时，波形质量较差^[9]。李笑倩等^[10]针对传统半桥子模块组成的换流器提出一种载波移相调制结合电容电压附加平衡控制方法。公铮等^[11]基于载波移相调制，结合低频工况子模块电容电压波动抑制方法，提出一种变频工况下MMC子模块电容电压控制策略，并设计相应控制系统架构及实现方式。HAGIWARA等^[12-13]针对半桥型MMC的调制策略提出调制波叠加电容电压修正量，使得桥臂内子模块电容电压平衡，但每个子模块都需要PI控制器，增加了控制系统复杂度。魏承志等^[14]提出了一种适用于混合型MMC且带电容电压均衡策略的改进载波移相调制方法，但控制系统较复杂，且当全桥子模块输出为0时IGBT器件反复切换，开关损耗较大。基于由半桥和全桥子模块组成的混合型换流器，本文作者以应用于模块化多电平换流器的载波移相调制策略为对象，研究一种改进的载波移相阀级控制策略，将载波移相调制与基于排序的子模块电容均压控制相结合，并针对实际工程中全桥子模块与半桥子模块损耗不完全一致、无法直接移植半桥型MMC的电容电压平衡方法，设计相应的附加控制器以实现不同子模块间电容电压平衡。最后，通过PSCAD/EMTDC软件搭建仿真模型验证该改进的载波移相控制策略应用于子模块混合型MMC换流器的可行性和有效性。

1  子模块混合型MMC拓扑结构优化

1.1  子模块混合型MMC拓扑结构

子模块混合型换流器中子模块拓扑结构如图1所示。以a相为例，每相上、下桥臂均有n个子模块，各桥臂均包括f个全桥子模块和n-f个半桥子模块，分别记为SM_F(1)~SM_F(f)和SM_H(1)~SM_H(n-f)。图1中，T_i (i=1, 2, 3, 4)为全控型器件，U_dc为直流母线电压，l为桥臂电感，C为子模块电容，u_C为子模块电容电压，u_Pa和u_Na分别为上、下桥臂中所有子模块构成的总电压，i_Pa和i_Na为相应桥臂电流，i_a为交流侧相电流。

图1  子模块混合型MMC拓扑结构

Fig. 1  Topology structure of hybrid MMC

在正常情况下，FBSM有4种工作状态：u_C，0，-u_C和闭锁状态；FBSM在正常运行状态下与半桥子模块(HBSM)相同^[15-18]，即只输出u_C和0；当T₁和T₂或T₃和T₄同时导通时，FBSM输出电平为0 V。为了降低器件开关损耗、避免T₁和T₂或T₃和T₄反复切换，正常运行时保持T₂关断，T₄导通；与HBSM工作状态一样，只需控制T₁和T₃的开通和关断即可实现FBSM的正常运行。假设每相桥臂子模块总数为n个(包括f个FBSM和n-f个HBSM)，且每个子模块电容电压u_C维持平衡，当FBSM正常运行不使用负电平状态功能时，产生的总桥臂电压范围为0~nu_C。

1.2  混合型MMC子模块分配方案

当直流侧发生故障时，若所有FBSM子模块电容在故障回路提供的反电势比交流线电压大，则只要让所有IGBT均闭锁就可以阻断直流故障电流，由此可以推导出每桥臂内FBSM数量的最小值。

系统在直流故障状态下，当最大电压调制比k=1时，MMC交流线电压峰值u_max为

               (1)

假设每相桥臂子模块决数为n个，每桥臂均有f个FBSM，则FBSM构成的桥臂电压u_arm为

             (2)

因此，上、下桥臂中所有FBSM构成的直流故障阻断总电压和交流线电压应满足以下条件：

≤       (3)

为了能在全站闭锁后成功地阻断直流故障电流，每桥臂内FBSM的总数必须满足以下条件：

≥            (4)

由以上分析可知子模块混合型MMC的设计原则是必须满足式(4)。因此，当发生直流侧故障时，只要总的全桥子模块数量f满足式(4)即可阻断直流故障 电流。

综上所述，当每个桥臂子模块选择n/2个全桥子模块时，n/2个半桥子模块就具有阻断直流故障电流的能力。本文分析这种配置下子模块混合型MMC换流器的特性。

2  混合型MMC的改进载波移相调制算法

2.1  改进的载波移相调制算法整体控制体系

改进的载波移相调制算法整体控制体系流程如图2所示。图2中，U_{pref, j}和U_{nref, j}分别为第j相上、下桥臂调制波信号电压，p代表上桥臂，n代表下桥臂；n_pj和n_nj分别为上、下桥臂子模块开通数量，u_cfi和u_chi分别为全桥子模块电容电压、半桥子模块电容电压。

桥臂调制波u_ref经过载波移相调制环节后，不直接得到子模块器件的开通和关断信号，而是综合比较结果，分别统计出上、下桥臂子模块开通的数量n_pj和n_nj，由子模块电压平衡算法得到单桥臂内导通n_{phref, j}个半桥和n_{pfref, j}个全桥子模块，附加控制器得到上、下桥臂的第j相反馈修正量△n_pj和△n_nj，经过修正指令得出最终桥臂内需要开通的半桥和全桥子模块数量，选择单个桥臂内对应的半桥和全桥子模块开通，并产生对应的触发脉冲。

2.2  混合型MMC的载波移相调制策略

由上述分析可知，正常运行时，全桥子模块(FBSM)不输出负电平状态，与半桥子模块(HBSM)运行状态一致，因此，用于半桥型MMC的调制策略同样适用于T2关断、T4导通的全桥子模块与半桥子模块组成的混合型MMC，其中，HBSM和FBSM子模块具有相同的额定工作电压。载波移相调制采用n条频率相同、幅值相等、相位依次相差的三角载波，三角载波与同一正弦调制波相比较，从而产生n组PWM脉冲来分别控制各子模块，然后叠加各SM的输出电压，形成多电平PWM电压波形。此调制策略不仅能够在较低开关频率下产生较高的等效开关频率，而且能控制输出谐波在较低范围内。

图2  改进的载波移相调制算法整体控制体系流程图

Fig. 2  Whole control system flow of improved CPS-SPWM modulation algorithm

MMC的上、下2个桥臂的子模块是互补对称投入，也就是说，当上桥臂投入的子模块数为n_{p j}，相应的下桥臂切除的子模块数就为n_{p j}。故由于MMC的这种特性使得CPS-PWM调制得到简化，即每相只需产生n组 PWM 脉冲，就能控制2n个子模块的通断。以n=4为例，1个5电平MMC的CPS-PWM调制示意图见图3。将4个三角载波与同一个正弦调制波进行比较，各载波之间角度间隔，产生4组 PWM 脉冲，经过叠加后，便可得出图中上、下桥臂应投入的子模块。采用载波移相调制能使IGBT器件开关频率较低的同时获得较好输出波形，有效降低器件损耗，具有良好的谐波特性。

图3  载波移相调制原理示意图

Fig. 3  Schematic diagram of principle of carrier phase shift modulation

2.3  子模块混合型MMC电容电压平衡控制

由前述分析结果可知：正常运行时保持T₂关断、T₄导通的全桥子模块(FBSM)与半桥子模块(HBSM)的运行状态一致，理论上可以完全移植HB-MMC的载波移相调制策略。但在实际运行过程中，由于半桥和全桥子模块损耗并不一致，若没有附加控制器维持半桥和全桥阀段间的电容电压平衡，则半桥阀段和全桥阀段子模块电容差可能会持续增大，严重时，会导致子模块因欠压或过压而被旁路，最终因旁路数过多而保护动作，闭锁换流站，危害输电系统的正常运行。

为了实现半桥阀段与全桥阀段间的电容电压平衡，本文结合子模块混合型MMC拓扑结构特点和电容电压平衡机理，提出一种由改进的子模块电容的电压平衡算法和附加控制器组成的子模块电容电压平衡策略。

2.3.1  子模块混合型MMC整体电容电压平衡

传统的MMC电容电压均衡算法仅需考虑子模块电容电压和桥臂电流方向选择相应的SM进行投切^[16]，与其相比，子模块混合型MMC中，子模块的选择投切不仅需要考虑其运行特性，而且要考虑FBSM与HBSM之间的电容电压差。

本文在传统排序法的基础上，研究适用于子模块混合型MMC改进的子模块电容电压均衡方法。以第j相上桥臂为例，改进的子模块电容电压均衡方法如图4所示。

图4  改进的子模块电容电压平衡算法

Fig. 4  Capacitor voltage balancing algorithm of improved sub module

首先，由载波移相调制策略得到单个桥臂内导通的子模块数目；然后，根据桥臂电流方向进行电容电压排序并统计出导通子模块中半桥和全桥子模块数量；最后，结合附加控制器得到最终桥臂内导通的半桥和全桥子模块。具体选择原则如下：j相上桥臂子模块导通数量为n_{p j}；当桥臂电流大于0时即给子模块电容充电。对子模块排序电压排序，选择n_{p j}个电容电压偏低的子模块，统计出其中包含的全桥子模数量n_{pfref, j}和半桥子模数量n_{phref, j}，然后，经过附加控制器得到修正量，最终得出单个桥臂内导通的半桥和全桥子模块数量，剩余子模块被旁路。

图5  子模块电容电压平衡附加控制器

Fig. 5  Balance additional controller of Sub module capacitor voltage

2.3.2  子模块电容电压平衡附加控制策略

附加控制器接受半桥和全桥子模块电容电压信号，根据两者平均电压的差值，最终得到子模块数量的修正反馈量，完成不同阀段间子模块数量的再分配，有效消除全桥和半桥子模块阀段间的电容差值，实现子模块混合型MMC电容电压平衡。模块电容电压平衡附加控制器如图5所示。

附加控制器接受子模块电容电压u_cpfi和u_cphi，分别得到半桥和全桥子模块的电容电压平均值u_{cpf, ave}和u_{cph, ave}，它们的差值经比例控制器K_p加以桥臂电流的瞬时值取整，经过选择器得到子模块修正值：

         (5)

进一步根据式(6)和(7)得到最终子模块投入指令：

             (6)

             (7)

当系统正常运行时，全桥子模块与半桥子模块充、放电状态类似；当桥臂电流大于0 V时，子模块充电，假设全桥子模块平均电压大于半桥子模块平均电压，则修正值△n_pj为正，经过附加控制器增加电容电压平均值较低的半桥子模块投入，减少电容电压平均值偏高的全桥子模块投入数量；当电流反向、子模块放电时，则情况相反。为避免子模块之间频繁投切，减少开关器件损耗，设定修订值，只有当全桥与半桥阀段间的平均值超过设定修订值时，附加控制器才会对子模块数目进行修正。

3  仿真验证

为了更好地验证子模块混合型MMC的优越性能，本文通过PSCAD/EMTDC软件搭建子模块混合型MMC拓扑的柔性直流输电系统双端仿真模型，换流站1采用定直流电压、交流电压控制，换流站2采用有功控制、无功控制。换流器有6个桥臂，选定每个桥臂级联的功率单元数20个，其中包含10个FBSM子模块和10个HBSM子模块，主要仿真参数如表1所示。上述算例所选取的子模块额定电容电压为32 kV，并不符合实际工程取值，但这并不影响对本文研究结果进行原理性验证。

表1  仿真平台系统参数

Table 1  Parameters of simulation platform system

3.1  直流侧短路故障自清除仿真结果

为了突出研究重点且不失一般性，研究故障后果最严重的双极短路故障。仿真的故障情况是：当系统稳定运行后，故障点选在靠近换流站1的整流侧，经过10.0 s后引入直流线路双极短路瞬时故障，故障持续0.1 s，考虑系统故障识别和通讯时间，设定0.005 s后即10.005 s换流站闭锁。仿真结果如图6~10所示。

图6和图7所示分别为系统正常运行时，换流站1交流侧电压和混合型子模块的电容电压。从图6和图7可见：全桥和半桥子模块在平衡控制策略下，各子模块电容电压相差不大，趋于平衡； 子模块混合型MMC在直流故障发生前系统稳定运行；在t=10.000 s时发生直流故障，t=10.005 s时换流器闭锁，闭锁前故障电流迅速增大，同时，桥臂电流和子模块电压跌落，故障电流包含IGBT反并联的续流二极管在故障点与交流侧连通产生的馈能电流，电感L放电电流和投入HBSM电容放电电流；闭锁后，HBSM进入旁路模式，不对系统产生影响，FBSM进入闭锁模式，电抗器能量给电容充电，直流故障电流在约0.01 s内快速衰减至0 V，如图8和图9所示。在t=10.1 s时故障消失，系统在得到解锁命令后重新启动，随后，直流电压、有功无功功率及三相电流等都逐渐恢复，如图10所示。在整个过程中，交流断路器未启动，验证了子模块混合型MMC清除直流短路故障的能力。

图6  MMC1交流侧电压

Fig. 6  AC side voltage of MMC1

图7  子模块电容电压

Fig. 7  Capacitor voltage of sub module

3.2  电容电压平衡控制策略的有效性

直流电压恒定，有功功率参考值在t=6 s时由1.2 GW下降到0.8 GW，无功功率参考值维持0.05 GW不变，仿真结果如图11和图12所示。

由图11和图12可见：当系统有功功率发生阶跃变化时，子模块电容电压在额定值附近有所波动，然后进入稳态；电容电压平衡控制策略保持了内部全桥和半桥子模块阀段间电容电压平衡，保持系统的稳定性和输出无功功率不变。这验证了子模块电容电压平衡控制策略的有效性。

图8  子模块混合型MMC1交流侧电流

Fig. 8  Sub module hybrid MMC1 AC side current

图9  直流侧短路故障电流

Fig. 9  Fault current of DC side short-circuit

图10  直流侧电压

Fig. 10  Voltage of DC side

图11  系统的有功功率P和无功功率Q

Fig.11  Active and reactive powers of system

当直流电压恒定，无功功率参考值Q在t=6 s时由0.05 GW下降到-0.10 GW，有功功率参考值P维持1.20 GW不变时，仿真结果如图13和图14所示。

图12  有功阶跃时单桥臂内子模块电容电压

Fig. 12  Active step single arm bridge sub module capacitor voltage

图13  系统的有功功率P和无功功率Q

Fig. 13  Active and reactive power of system

图14  无功阶跃时单桥臂内子模块电容电压

Fig. 14  Capacitor voltage of reactive step single arm bridge sub module

由图13和图14可见：在系统无功功率发生阶跃翻转时，电容电压在额定值附近有较小波动，然后进入稳态；桥臂中不同子模块阀段间电容电压和阀段内电压依然保持良好的一致性，且能稳定在相同的等级范围内，从而保证直流母线电压和系统输送的有功功率保持不变。

4  结论

1) 针对子模块混合型模块化多电平换流器拓扑结构，提出一种适用于子模块混合型MMC的载波移相调制策略。阐述了该子模块混合型换流器拓扑的构成方式及基本参数优化，设计了适用于子模块混合型MMC拓扑的改进载波移相调制策略，提出子模块混合型MMC电容电压平衡控制方法，并分析了不同子模块阀段间平衡原理。

2) 子模块混合型模块化多电平换流器具备直流侧故障自清除能力，在稳态和动态下，电容电压平衡控制都能有效保证子模块电容电压平衡。子模块混合型换流器的改进载波移相控制和电容电压平衡策略对直流故障保护具有可行性和有效性。

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(编辑  陈灿华)

收稿日期：2017-12-11；修回日期：2018-03-21

基金项目(Foundation item)：国家自然科学基金资助项目(51307009)；湖南省教育厅创新平台开放基金资助项目(16K004)；湖南省研究生科研创新项目(CX2016B405) (Project(5150714) supported by the National Natural Science Foundation of China; Project(16K004) supported by Foundation of Innovation Platform of Department of Education of Hunan Province; Project(CX2016B405) supported by the Postgraduate Innovation Program of Hunan Province)

通信作者：夏向阳，博士，教授，硕士生导师，从事新能源发电并网控制和柔性直流输电控制等研究；E-mail: xia_xy@126.com